地铁牵引逆变器PWM调制研究与实现.pdf

第36卷第5期
铁道机车车辆
2016年10月
RAILWAY LOCOMOTIVE & CAR
Oct
2016
文章编号:1008-7842(2016)05-012
地铁牵引逆变器PWM调制研究与实现
蒋威,王永翔,赵雷廷,阮铮
(中国铁道科学研究院机车车辆研究所,北京100081)
摘要在研究分析用于牵引传动领域的脉宽调制技术的基础上,针对自主研发地铁卒引逆变器设计了分段调制
策略。为使电机控制的采样周期与脉冲产生周期同步且保持恒定,基于设计的调制策略提出了一种具体实现方
式,并给出了不同调制模式之间约平滑切换方法和网压波动时切换点的修正方法。试验结県验证了设计调制策略
及实现方式的正确性
关键词地铁:逆变器;脉宽调制;DSP;网压波动
中图分类号:U239.,5文献标志码:Adoi:10.3963/.issn.1008-7842.2016.05.28
地铁牵引传劲系统中较多采用网侧直流供电,直的PWM调制技术。 SVPWM相比于SPWM,将逆变
交传动的电机驱动方式。牵引逆变器是羍引传动系器三相控制脉冲统一考虑,具有电压利用率高、谐波指
统中实施能量变换的关键设备,其控制方式通常基于脉标优、易于硬件实现等优点,当前被广泛采用。
冲宽度调制(PWM)技术。
在中高频区,逆变器应采用同步调制方式,输出电
牵引逆变器的应用一方面需要较宽的频率输出范压波形应满足半波对称、四分之一对称等特征以抑制低
围,但受到中大功率开关器件频率较低的限制,如全频频谐波,减小电机低次谐波转矩。同步调制技术可以采
率范围内只采用一种调制方式,在频率较低或较高区段用载波比恒定的同步 SVPWM或SPWM,也可以采用
很难同时满足开关频率和谐波含量的要求。另一方面基于特定开关角度的优化PWM。后者相比前者在谐
为满足电机牵引特性的发挥,-般使逆变器输出电压按波抑制上具有更明确的指标,同时可避免在过调制区内
照VVVF方式起动,在额定频率点以上转为方波,如只采取额外的处理,直接完成到方波的过渡。常用的诸波
采用一种调制方式也很难实现平稳过渡。因此引逆优化策略有两种:特定谐波消除法( SHIEPWV)和总谐
变器应釆用分段调制的方法
被电流最小法( CEMPWV)。 SHEPWN可利用N个
PWM脉冲的生成具有多种数字化实现方法。从开关角度消除N-1个低次谐波。 CIMPWM则是以
电机控制方面考虑,保持全频率范固内采样周期恒定有总谐波电流THD为优化指标求解出开关角度使总谐
利于控制算法的离散化实现,并能严格保证控制程序的波含量最小,但是要达到全局谐波最优必须进行多次区
执行时间和实时性,因此PWM的实现也应结合电机控段划分和波形调整。考虑到地铁牵引传动的特点,首
制的采样周期综合考虑
先电机基频以下范園普遍小于动车组电机,逆变器开关
本义主要针对自主研发的DC750V制式地铁牵引频率也相对较高?同歩调制区域可设置的比较窄,采用
逆变器,研究分析了用于牵引传动领域的PWM凋制技 CHVIPWM方式可能会导致调制模式切换过于繁琐;其
术,设计了分段调制策略,提出一种全频率范围内可以次由于牵引电机在高次谐波下阻抗较大,低次谐波对电
保证电机控制采样周期恒定的分段PWM调制实现方机性能的影响要远大于高次谐波,因此采用 SHEPWM
式,给出了不同调制模式之间的平滑切换方法和网压波在谐波抑制方面完全可以满足需求,也较为容易实现
动时的调制模式切换点修正方法。最后通过机组试验
综上所述,文中的调制策略主要采用 SVPWM和
验证了正确性
SHEPWN。
1牵引逆变器调制策略设计
1.2分段调制策略设计
1.1逆交器调制技术对比2
设计地铁牵引逆变器分段同步调制策略时,应着重
牵引逆变器在低频区一般采用异步调制方式,主要考虑以下几
实现技术包括 SVPWM或SPWM,二者同为基于载波
(1)逆变器开关频率的充分利用
蒋威(1982一)男,助理研究员(收稿日期:2016-03-21)
万方数据
122
铁道机车车辆
第36卷
(2)避免调制模式切换过于繁琐;
TMS320F2835浮点型DSP芯片实现,主要功能是电
(3)在切换点前后载波比应比较接近;
机闭环控制及PWM脉冲的产生
(4)调制度为1时电压应过渡到方波以达到最大
PWM调制作为产生逆变器控制脉冲的重要部分,
电压利用。
可独立于电机控制算法实现。电机控制运算得到指令
在异步 SVPWM调制模式下一般有载波频率等于电压矢量的调制度和相位,再通过PWM调制算法产生
开关频率。通过对 SVPWM谐波的相关分析,在线逆变器驱动脉冲。控制理论要在数字处理器中实现,必
性调制区域,提高载波频率和增大调制度可以有效减小然要经过离散化过程,而采样周期的选择会影响到算法
低次谐波。牵引逆变器在VVVF控制方式下,调制度的离散化实现和实时控制性能。因此,实现PWM调制
随着频率增加而增大,开关频率足够高时低次谐波会随时应充分考虑采样周期对电机控制的影响,使PWM脉
之减小,因此 SVPWM模式下应尽可能提高逆变器开冲产生周期与控制采样周期保持同步。
关频率
2.2 SVPWM的实现
在 SHEPWM模式下,产生的主要谐波次数为6m
SVPWM的原理是基于伏秒平衡原理,根据指令电
士1次谐波,其中6m+1次谐波为正序谐波,6m-1次压矢量的幅值和相位,计算出表征逆变器开关状态的基
谐波为负序谐波,两者产生的振动谐波转矩会相互抵本电压矢量的作用时间,对指令电压矢量进行拟合?。
消リ。当 SHEPWM特定开关角个数为偶数时,由于无当参考矢量U位于图2中所示扇区,x、y为基本矢量,
法同时消除某个n值对应的6m士1次谐波,反而会造z,、x为各自对应零矢量,Tsv为PWM生成周期,则各
成低次谐波转矩的增大,因此不建议采用特定开关角个矢量作用时间为:
数为偶数的 SHEPWM模式。文中主要采用了11分
频,7分频和3分频的 SHEPWM调制模式,其中11分
频 SHEPWM消除了5、7、11、13次谐波,7分频SHEP
WM消除了5、7次谐波。
文中控制对象DC750V制式牵引变流器采用了1
700V/1600A高性能IGBT功率模块,最大开关频率
可达到1kHz,驱动牵引电机额定频率为67Hz。综合
考虑以上因素,设计分段同步调制策略如图1所示。从
低频区到高频区调制模式依次为异步 SVPWM、11分
频 SHEPWM、7分频 SHEPWM、3分频 SHEPWM,最
图2参考电压矢量拟合
后过渡到方波模式。若电机基波相电压峰值为UI,可
定义调制度m=IUI/(ニUa),则调制度在额定频率点
处增大到1,直流侧电压利用率最大,逆变器开始输出
T,=m× Ipsv X sin(60°-6
方波电压。
2/3 sv
方波
T,-T、
SHEPWM
SVPWM的DSP实现通常采用ーxーyーx
y-x-xr7段式开关状态序列。每个 SVPWM生成周
下
期内,每相开关电平翻转2次,通过设置DSP芯片3个
47556267
ePWM模块,并根据基本矢量的作用时间计算得到需
电机频率/Hz
要装载的比较值,即可同时产生逆变器三相驱